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如何利用功率放大器實(shí)現功放記憶效應電路的設計?

發(fā)布時(shí)間:2020-08-24 責任編輯:lina

【導讀】功率放大器非線(xiàn)性特性產(chǎn)生的失真分量不恒定,例如三階或五階交調的幅度、相位會(huì )隨輸入信號幅度和帶寬的變化而改變。這種失真分量依賴(lài)于輸入信號幅度、帶寬的現象通常稱(chēng)之為功率放大器的記憶效應。
 
1、 功率放大器記憶效應產(chǎn)生原因及影響
 
功率放大器非線(xiàn)性特性產(chǎn)生的失真分量不恒定,例如三階或五階交調的幅度、相位會(huì )隨輸入信號幅度和帶寬的變化而改變。這種失真分量依賴(lài)于輸入信號幅度、帶寬的現象通常稱(chēng)之為功率放大器的記憶效應。
 
如何利用功率放大器實(shí)現功放記憶效應電路的設計?
 
輕微的記憶效應本身對功率放大器的線(xiàn)性度并無(wú)嚴重影響。即在雙音頻測試中,隨著(zhù)音頻間隔的增加,如果放大器三階交調分量的相位旋轉不超過(guò)10o,且幅度起伏不大于0.5dB,此時(shí)功放的記憶效應不會(huì )明顯影響鄰近信道功率比,可以不予考慮。然而,當功率放大器的上下邊帶的ACPR(an adjacent channel power ratio,相鄰信道功率比)出現較大不對稱(chēng)現象時(shí),即使三階、五階交調分量的相位和幅度失真很小,也不能忽略記憶效應對放大器的影響。
 
2 、減弱功放記憶效應的基本思路
 
功放記憶效應使射頻預失真線(xiàn)性化功率放大器的效果有很大退化,為增強射頻預失真線(xiàn)性化功率放大器的穩定性和可靠性,需對所設計的功率放大器進(jìn)行減弱記憶效應的相關(guān)處理。
 
降低記憶效應的基本想法是:通過(guò)附加電路濾除由包絡(luò )和二次諧波控制的三階交調分量。最簡(jiǎn)便的方法是在四分之一波長(cháng)傳輸線(xiàn)后面的偏置線(xiàn)上,添加輔助電路使包絡(luò )信號和二次諧波短路,但由于傳輸線(xiàn)的離散作用,使得這種方法難以實(shí)現寬帶短路。因此,短路電路網(wǎng)絡(luò )應當直接加在緊靠柵極和漏極的地方,而不必經(jīng)過(guò)四分之一波長(cháng)傳輸線(xiàn)才短路。短路網(wǎng)絡(luò )可使用LC串聯(lián)電路實(shí)現。
 
3、 采用附加電路法減弱功放記憶效應分析
 
使用附加電路濾除由包絡(luò )和二次諧波控制的三階交調分量,對減小功率放大器的記憶效應是有效的,現分析如下:
 
假設信號的中心頻率為f_{0}、帶寬為f_{U}-f_{L},并帶有二次諧波和包絡(luò )分量。它的頻譜如圖1所示。
 
通過(guò)利用功率放大器減弱功放記憶效應電路的設計
 
信號的中心頻率可表示為
 
f_{0}=frac{f_{U}+f_{L}}{2}≈sqrt{f_{U}f_{L}} (1)
 
晶體管的一種理想輸出端口匹配電路拓撲如圖2。
 
如何利用功率放大器實(shí)現功放記憶效應電路的設計?
 
輸入端口的匹配電路拓撲同樣采用上面的結構。圖中包括濾除二次諧波和包絡(luò )的LC諧振回路和基波的最優(yōu)匹配電路。為了使濾除二次諧波的LC諧振回路對二次諧波2f_{U}和2f_{L}具有相同的阻抗,則L2與C2組成的諧振回路須在頻率2sqrt{ω_{U}ω_{L}}處振蕩,即
 
L_{2}C_{2}=1/(4ω_{U}ω_{L})≈1/(2ω_{0})^{2} (2)
 
假設濾除包絡(luò )的LC諧振回路和基波匹配電路的阻抗在二次諧波頻率處非常大,則輸出負載阻抗Z_{L},_{ext}(2f_{U})和 Z_{L},_{ext}(2f_{L})是共軛的,它們的模為
 
∣Z_{L,ext}(2f_{U})∣=∣Z_{L,ext}(2f_{L})∣=4πL_{2}(f_{U}-f_{L}) (3)
 
顯然,Z_{L,ext}(2f_{U})和Z_{L,ext}(2f_{L})與電感L2和信號帶寬有關(guān)。
 
為了將包絡(luò )信號短路,須使用一個(gè)大電容Cg。同樣地,假設濾除二次諧波的LC回路和基波匹配電路在信號帶寬頻率處的阻抗非常大,則Z_{L,ext}(f_{U}-f_{L})的??杀硎緸?/div>
 
∣Z_{L,ext}(f_{U}-f_{L})∣=2πL_{e}(f_{U}-f_{L}) (4)
 
若電感L2與Le的值相同,那么阻抗Z_{L,ext}(f_{U}-f_{L})將是Z_{L,ext}(2f_{U})的二分之一。最后,需要匹配的優(yōu)化基波阻抗為
 
jX_{opt}(ω)=[jωL_{2}+1/(jωC_{2})]// jωL_{e}// jωC_{ds} (5)
 
其中ω_{L}≤ω≤ω_{U},如果濾除二次諧波和包絡(luò )的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗非常小,則在實(shí)際中難以將這個(gè)優(yōu)化基波阻抗匹配到實(shí)際的負載阻抗,故匹配的難度將限制L2、Le和C2的取值。根據要求,可以得到濾除二次諧波和包絡(luò )的LC諧振回路的最小阻抗值。因此,在設計短路網(wǎng)絡(luò )的時(shí)候,應注意使濾除二次諧波和包絡(luò )的LC諧振回路在基波頻率處的阻抗要大于這個(gè)最小值。
 
4、 某軍用集群系統基站降低功放記憶效應的實(shí)現
 
軍用集群系統所用的頻率范圍一般為400~420MHz,其基站的功率放大器通常使用封裝后的晶體管,故實(shí)際中不得不考慮封裝引腳的電感效應。當和外部匹配電路配合使用時(shí),封裝引腳的寄生電感具有改善晶體管的穩定性、增加有用帶寬的優(yōu)點(diǎn)。以MRF5P21180HR6 LDMOSFET為例,這種晶體管由兩個(gè)90W的功率單元構成,能達到180W的功率峰值。封裝后單個(gè)功率單元的等效電路如圖3所示。
 
如何利用功率放大器實(shí)現功放記憶效應電路的設計?
 
在包絡(luò )這種低頻下,小電容的阻抗非常大,并聯(lián)結構中可忽略不計。則針對包絡(luò )分量的阻抗和頻率ω、Lg1、Lg2和Ld2有關(guān)系,并可求出阻抗Z_{S,ext}(f_{U}-f_{L})和Z_{l,ext}(f_{U}-f_{L})的表達式:
 
∣Z_{S,ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{g1}+L_{g2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (6)
 
∣Z_{S,ext}(f_{U}-f_{L})∣=2π(L_{d2}+L_{e})(f_{U}-f_{L}) (7)
 
另一方面,對于二次諧波分量,柵極和漏極外相應的阻抗Z‘_{S,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})和Z’_{L,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})的表達式為,
 
Z‘_{S,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=-﹛1/jωC_{pad}/2)//[jωL_{g2}+ (jωL_{g1}//1/jωC_{g,mos})]﹜(8)
 
Z’_{L,ext}(ω=2ω_{1}≈2ω_{2})=?[1/(jωC_{pad}/2)//jωL_{d2} (9)
 
等式(8)、(9)很容易用包含串聯(lián)LC諧振回路的匹配電路實(shí)現,這是因為二次諧波分量的相對帶寬要比包絡(luò )分量的相對帶寬窄得多,故濾除包絡(luò )分量比濾除二次諧波分量的難度更大。因此,包絡(luò )分量對記憶效應的作用要比二次諧波分量更大。在實(shí)際應用中,由于包絡(luò )分量對功率放大器的記憶效應起主要作用,故一般只對濾除包絡(luò )分量的輔助電路進(jìn)行優(yōu)化,高頻下可用某些寄生參數較強的大電容(如鉭電容)來(lái)代替濾除包絡(luò )分量的串聯(lián)LeCe諧振回路。 
  
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